本文着重介绍半导体采用不一样拓扑结构、用于低压便携设备背光或指示器应用的各种白光或RGB驱动器，并专门介绍了用于要求大电流能力的便携设备闪光应用的驱动器，以及集成了多种功能的照明管理集成电路和针对扣式电池优化了的

  白光LED大范围的使用在小型液晶显示器（LCD）面板及键盘背光以及指示器应用。高亮度LED则用于手机和数码相机的闪光光源。这些应用需要优化的驱动器解决方案，能够延长电池使用时间、减小印制电路板（PCB）面积及高度。在这些应用领域，常见的LED驱动器方案涉及线性、电感型或电荷泵型不同拓扑结构，各有其特点。例如，电感型方案总能效最佳;电荷泵方案由于使用低高度陶瓷电容，占用的电路板面积和高度极小; 线性方案很适合色彩指示器以及简单的背光应用。所有这三种类型拓扑结构的LED驱动器方案（参见图1），使用户得到满足不同的应用需求。

  在电荷泵型方案方面，半导体提供支持不同调光类型的产品，如单模、双模、三模或四模电荷泵方案等，如CAT3200、 NCP5602、NCP5612、NCP5623、CAT3606、CAT3616、CAT3626、CAT3603、CAT3604、CAT3614、 NCP5603等。以NCP5623为例，这是一款采用 2.0 mm2.0 mm0.55 mm LLGA-12无铅封装的高能效LED驱动器，带有I2C接口，内置渐进调光功能，特别设计用于驱动手机等便携产品中的RGB LED装饰光和增强型LCD背光。NCP5623实现94%峰值能效和低于1微安的待机电流，将便携设备电池上班时间延至最长。对典型应用而言，该器件除了具备极小型IC封装的优势之外，兼具仅需4个无源元件就能工作的特点。该器件还具备短路和过压保护功能，在LED失效时保护系统。

  在线性背光驱动器方案方面，安森美半导体提供2到 4个通道的多款单模LED驱动器，如CAT4002A、CAT4002B、 CAT4003B、CAT4004A和CAT4004B等。这些背光驱动器提供32级调光控制，提供25 mA的固定或可调节输出电流和低于1 A的极低关闭电流，而且没开关电源噪声问题。这些单模LED驱动器通常作为系统级方式的一部分，用于设计集成低电压LED和简单LED驱动器的背光电路。这些驱动器电路简单，帮助延长电池使用时间、减少相关成本（如节省外部电容）及降低噪声，为入门级便携产品及低成本手机市场提供一种简单的方案。

  值得一提的是，在相机闪光应用中，除了能使用NCP5005和CAT4134这样的电感升压型驱动器，还能够正常的使用NCP5680和 CAT3224这样的电荷泵型驱动器，从而支持高百万像素相机闪光，以及替代氙气闪光，配合纤薄设计。其中，NCP5680和CAT3224均是基于超级电容的LED驱动器，分别可提供10 A和4 A的大闪光电流。

  实际上，如今的500万像素或更高分辨率的相机为了在弱光下拍得高分辨率的照片，需要高亮度的闪光。当今的白光LED能够提供这个等级的光能，但需要比相机电池能提供的能量高出近400%。以安森美半导体的NCP5680为例，这器件配合电池管理一颗超级电容来驱动LED闪光至充分亮度，提供达10 A的大峰值电流。NCP5680中的集成驱动器还管理超级电容，处理其它峰值功率功能，如变焦、自动对焦、音频、视频、无线传输、GPS数据读取及射频 （RF）放大，延长电池使用时间而不放弃纤薄型设计。NCP5680集成了超级电容充电、浪涌电流管理和LED电流控制所需的全部电路，节省设计人员的开发时间、电路板空间及元器件成本。

  图3：业界首款单芯片4 A超级电容LED驱动器CAT3224应用电路图。

  CAT3224则是业界首款4 A单芯片超级电容LED驱动器（见图3），集成了双模1x/2x电荷泵，提供三项关键功能：精密的超级电容充电控制、电流放电至LED闪光的管理，以及为 LED手电筒模式提供恒流。这三种模式的工作电流能以3颗外部电阻作简易编程，能吸收达4 A的LED闪光脉冲电流。超级电容技术的高峰值电流优势，结合CAT3224简单的并行逻辑接口，使这器件成为采用LED替代氙气灯的应用的极佳选择。

  在低压便携设备应用方面，除了上述LED驱动器，安森美半导体还提供其它一些新颖的产品，如NCP5890和CAT3661。其中，NCP5890是一款独特的照明管理集成电路（LMIC），以3 mm x 3 mm x 0.5 mm的极小型封装中集成了液晶显示器（LCD）背光、装饰光控制和环境光感测功能。

  众所周知，当今的便携电子产品很流行较大的LCD屏幕和LED照明效果。为了满足所有这些照明要求，硬件设计人员通常需要采用数个LED驱动器。由于电路板空间有限，要实现更先进的照明效果，通常需要大量的软件编程和微控制器（MCU）资源。安森美半导体提供NCP5890这样的更简单单芯片硅解决方案，具有多种以指令控制实现的照明效果，帮助硬件设计工程师满足他们特定的照明和电源设计目标。这款照明管理IC具有30 V输出电压能力，驱动串联LED，实现对LCD屏幕的均衡背光。此外，这器件控制三组白光 LED或RGB LED，在键盘或底盘上营造出装饰光图案，与背光形成独特的组合。这驱动器还根据环境光的亮度来调节背光电流，从而延长电池使用时间。NCP5890是紧凑型智能手机等应用的专用解决方案。

  如今，越来越多的创新型便携设备采用扣式电池（coin cell）供电，如医疗应用中的血糖仪、数字体温计、血氧计、呼吸分析仪和生理监测仪等。由于这种电池的独特特性以及需要长工作寿命，这些紧凑型应用需要定制的LED驱动器，不仅要管理背光，还要监测电池电量。在这类应用中，可以采用安森美半导体计划于2010年下半年推出的CAT3661 2至2.5 V单LED驱动器。这器件同样采用安森美半导体专利的四模（Quad Mode）电荷泵架构，能效高达92%，静态电流低至约150 A，提供可调节的低电池电量检测功能，以及强固的LED故障监测、软启动和短路限制等保护功能，采用低高度的3 x 3 mm TQFN-16封装，非常适合这些便携设备应用。

  目前，几乎市场上所有LED日光灯的电源都是采用内置式。所谓内置式就是指电源可以放在灯管里面。这种内置式的最大优点就是可以做成直接替换现有的荧光灯管，而无需对原有电路作任何改动。所以内置式电源的形状通常都是做成长条形，以便塞进半圆形的灯管中去。隔离式是指在输入端和输出端有隔离变压器隔离，这种变压器可能是工频也可能是高频的。但都能把输入和输出隔离起来。可以避免触电的危险。也容易通过CE或UL认证。

  采用内置式电源的最大优点就是可以直接替换现有荧光灯而不需要对原有的接线做任何改变。那么内置式的这种优点是不是也付出一定的代价呢？的确如此，而且这个代价还不小。这要从普通荧光灯的镇流器结构说起：我们知道，最普通的荧光灯的起辉是采用一个串联的铁芯电感和一个并联的起辉器（图 3a）。对于这种电路在用LED日光灯直接替换时，只要拔掉起辉器就可以了。但是由于铁芯电感仍然串联在电路中，所以它仍然带来将近 6.4W（Philip）到10W（国产）的损耗，结果由于这部分的额外损耗就大大降低了LED的节电功效。例如，本来一个20W的LED日光灯可以取代一个36W的荧光灯，以内置非隔离式的20W LED日光灯为例，实测结果如下。

  也就是说，直接换的结果是效率大大降低，对于国产电感镇流器，效率只有56.2%。只比普通荧光灯节电6.8W。这使得LED日光灯的节电效能大打折扣，以致合同能源管理（EMC）难以执行。

  这种半圆柱的表面积为：2R*h/2=R*h。对于T8灯管来说，它的直径为26mm，所以半径为13mm。1.2米的T8灯管，其表面积为：*1.3+120=490cm2，我们知道LED散热器的表面积通常要求60cm2/W。，所以这种半铝管只能散8W左右的热量。而T8型 LED日光灯通常输入功率为20W，假定LED的发光效率只有20%，那么有16W的输入电功率都变成热量。而现在只能散去8W的热量，而还有8W的热量无法散去，其结果就是使得LED的结温升高，寿命缩短。

  不仅如此，由于电源内置，电源的热量也就加入到管内，假定电源的效率为88％，所以就有2.4W的热量也要散去，相当于又要增加30％的热量，也就是说一共有10.4W的功率无法散发出去。使得LED的散热又增加的一份困难，或者说，使得LED的使用寿命也更加缩短。而且，电源的长度大约为灯管长度的五分之一，电源所发的热也集中在这一段里面，使得靠近电源的这些LED受到更热的烘烤，因而寿命也比其他地方的LED更短，灯管在损坏时，靠近电源的一段先黑掉。可以认为，内置电源的LED日光灯的寿命不会高于10，000小时。而且把电源放到管子里面，电源本身还要承受由LED产生的很高的环境温度，这就大大降低了电源里的电解电容的寿命，也就降低了整个灯具的寿命。

  因为内置电源的LED日光灯寿命只有10，000小时，和外置电源的50，000小时相比，其使用成本显然高了5倍。不仅如此，在使用过程中，不管是 LED损坏了，还是电源损坏了，通常两个都要一起丢弃。而外置式电源的LED日光灯，则可以坏了哪个丢哪个。此外，内置电源式也增加了电子垃圾的回收处理的成本。因为必须把电源部分拆出来再分别处理。外置式电源，不仅效率高、寿命长，而且还可以增加手动调光或自动调光等特殊功能，这些都是内置式所无法比拟的！可以认为，内置式的缺点和问题是很严重的，遗憾的是，有些人只是贪图它在购买时可能便宜10%，而不顾其使用成本高5倍以上。真可谓是为小失大，得不偿失！

  本文就对LED照明电源当中次级恒流的一些常见方法进行了总结。LED驱动电源将直接决定LED灯的可靠性与寿命，作为电源工程师，我们知道LED的特性需要恒流驱动，才能保证其亮度的均匀，长期可靠的发光。首先我们先来谈谈比较流行的TL431的几种恒流方式。

  如上图，即是利用单个TL431恒流的示意图。这种电路的原理非常简单，主要利用了431的2.495V的基准来做恒流，并且同样限制了LED上面的压降，但优点与缺点同样明显。

  优点：电路简单，元器件少，成本低，因为TL431的基准电压精度高，R12，T13只要采高精度电阻，恒流精度比较高。

  缺点：由于TL431是2.5V基准，故恒流取样电路的损耗极大，不适合做输出电流过大的电源。而此电路的致命缺陷是不能空载，故不适合做外置式的LED电源，所以下面我们对线路的一些缺陷进行了改进。

  原理：此电路同样是利用了TL431的2.495V的基准来做恒流，跟上面的电路不同点在于减少了电流取样电路的电压，只要合计设计R12，R13，R14的值，可以限制LED上面的压降。

  优点：电路简单，元器件少，成本低，跟上面电路相比，显著降低了取样电阻的功耗，恒流精度很高，克服了上面的电路不能空载的致命缺陷，当有个别LED击穿时，可以自动调整输出电压。

  缺点：当输出空载时，输出电压会有上升，上升幅度由电流取样电路电阻与R12，R13的比值决定。

  其实这个电路的真正缺点是：当单个LED的压降一致性不高时，恒流点也会相应发生变化。比如最常见的12串的LED灯，最低压降为35.5V左右，最高回到37.4V左右（个人的经验，当然不同厂家的情况会不一样），那么恒流精度就会相差到5%-8%。

  从图中我们可以看到，左边ZENER可透过Photo限制达恒压效果，但不是保护Shutdown而是一直卡着右边ZENER。很难灌350mA到Currentsensor。这个电路还有个最大特点是：在某个范围内可以精确的恒压恒流。

  此图原理是通过改变三极管的IB电流来控制LED中的电流，同样存在损耗大的缺点。

  此电路的优点是电路相对比较简单，恒流精度极高，不受温度影响，成本较低，是目前大部分厂家使用的经典电路，你把它看成一个反向比例运算放大器就明白妙处了。其实LED电源的次级恒流的变化是比较多的，在这里为大家列举的电路也许并不完全，只是挑选了一些比较经典的电路来进行分析。

  LED灯具有高效、可靠、低耗能等特点，有着非常广泛的用途，常用来做照明、显示、信号灯等等。 但由于LED使用环境的复杂性，尤其是当LED是用在户外时，其驱动电路非常容易遭受到过电压和过电流的冲击而造成故障或损坏，引发不必要的财产损失甚至是人员伤亡，因此在设计LED驱动电路时必须要充分考虑并做好保护措施，从而提高电路的可靠性，降低故障发生率， 下面就LED驱动电路的防护进行简单的探讨。

  LED驱动电路一般由几个部分构成， 包括AC输入、整流，、DC/DC转换、等模块， 根据各个模块电压和电流及可能遭受到的浪涌情况的不同需要分开来做有针对的防护。

  在交流电源AC输入端浪涌保护方案，可以采用压敏电阻（MOV） 或加气体放电管（GDT/SPG）组合来进行设计。在有接地的情况下，可以采用如图1差共模同时防护的理念，在L-N之间并联压敏电阻（MOV），可以有效地抑制差模所产生的浪涌过电压，起到对后级电路保护，在L/N-PE之间分别采用MOV 或MOV+GDT/SPG对地的电路连接方式可以有效的将共模浪涌能量泄放到大地， 防止浪涌引入到后级电路而造成损坏;如果在电源没有接地线则在L-N线间可直接并联压敏电阻进行差模防护即可。为了避勉MOV保护元件在防护失效之后，出现短路失效着火燃烧的可能性，能够正常的使用TMOV或PMOV进行保护。针对上面 MOV交流耐受电压选择至少要高于线倍，以避勉误动作，在有同时使用放电管GDT/SPG时，放电管击穿电压的下限值必须至少高于电路的最大峰值电压，耐受电流必须根据自身浪涌等级的需求选择不同电流等级，以符合于浪涌测试标准的要求。

  在有交流经过整流后，后端直流电路中的芯片对过压和过流非常敏感，芯片易受损坏，如图3所示，经整流之后并联瞬态抑制二极管TVS， 在有过压产生时，TVS会以皮秒级的反应速度动作而把过高电压钳制在一个安全的范围内，从而保护后端芯片免受过压的冲击。异常电流可以通过在电路中设计自恢复保险丝PPTC进行防护，PPTC在过流产生时阻抗能迅速的变大，从而有效地阻断异常电流，直至故障排除PPTC就可继续恢复低阻状态，使电路能继续恢复到正常工作状态。TVS选用时截止电压一般为正常工作电压峰值的1.2~1.4倍即可，TVS功率大小要根据过压的能量选择合适的等级。PPTC选择要结合电路工作电流及电压进行参考以及环境温度也是影响PPTC选择一个重要关键指标，PPTC的保持电流会随着应用环境温度的升高而降低。PPTC在电路中的位置一般串联在TVS前端，这样PPTC不仅可以对电路芯片有效的起到保护作用同时又可以对TVS管起到一定保护作用，可以大大的提高TVS管的使用寿命。

  LED发光的亮度是由通过LED的电流大小来控制， 不稳定的电流又极易烧坏LED，如图4在DC/DC模块后可以在电路中串联恒流二极管来获得稳定的电流，，这样不仅可以使LED获得稳定的亮度，，又不至于因电流的不稳定而烧坏LED。低功率的LED灯工作电流一般为10mA到30mA，大功率的LED灯工作电流从200mA到1400mA不等，可以根据所需要的工作电流选择型号合适的恒流二极管。由于LED灯也易遭受到静电放电过压的干扰受损， 因此DC/DC电路后端的LED灯也需要做一定的有效过压防护，一般采用TVS管就可以。

  当多个的LED灯通过串联的方式进行连接时， 如图5所示，一旦出现LED灯出现失效开路故障，整个LED灯都会因为此故障而影响到其它LED灯正常工作，为了解决这个问题， 可以针对每个LED灯上并联一个防开路的LED保护器件Tx，这样就可充分的提高每个LED的使用效率，当单个LED出现失效开路故障时， 与之并联的LED开路保护器件Tx会立即导通， 使之可持续的维持处于通态，从而保证了电路中其它串联的LED不因单颗LED的开路故障而熄灭，但此防护措施成本相对比较高。

  综上所述， LED驱动电路一般由AC输入、整流，、DC/DC转换、等模块组成，从而一个LED驱动电路大致整体的防护方案可以参考如图6所示：

  在实际应用中，浪涌保护元件型号的选择与电路的工作电压电流，电路要做的雷击浪涌测试等级标准，工作环境， 芯片的参数等诸多因素有着密切的关系， 因此在考虑和设计LED驱动电路防护时，必须要进行综合的考量分析，才能有针对性的设计出比较合理的防护方案。

  如下图所示为数码显示日历时钟电路。它能同时显示月、日、时、分、秒和星期，月、日、星期自动转换，每天可定闹2次，有59min以内的睡眠定时功能。该日历时钟走时准确，调校方便，夜间看时清楚，制作容易。

  该电路的核心IC1是一片PMOS大规模集成电路LM8364。4脚为12/24小时制选择端，高电平为24小时制。6脚悬空时应从7脚输入60Hz时基信号，接高电平时应从7脚输入50Hz时基信号。5、8、9、10、11、12、14、16、18脚分别接高电平时，可实现其相应的功能。当闹或睡眠定时信号到来时，17脚、42脚或15脚输出的是可持续59min的高电平信号，控制VT4，再由VT4控制蜂鸣器。当然VT4也可控制其他电路（如继电器，收音机）。2、3、20～41脚可直接驱动LED数码管作显示。这些引脚除了能输出“时分”信号外，还能输出“月日”和“秒”信号，这些引脚是公用的。把 5脚和10脚同时接高电平，将在“时分”输出端输出电路“月日”；把10脚接高电平5脚接低电平，将在“分”输出端输出“秒”，图中的IC2是一片 COMS十进制计数/分配器集成电路CD4017，就是为IC1的5脚、10脚适时提供高电平的，这样IC1就快速反复地输出月日、时分、秒信号。IC2 还控制着VTl～VT3，使数码管显示某一内容时其他内容不显示。由于人眼的视觉暂留现象，将观察不到数码管的闪烁，看到的是月日时分秒同时显示。IC2 还起到调校选择的作用。按下AN1，显示内容将被锁定（随机性的），显示内容就是当前可调校的内容。反复按下AN1，可选择需要调校的内容。IC3是一片 CMOS14位二进制串行计数分频和振荡集成电路CD4060，以它为核心构成时基信号发生电路，分别给IC1和IC2提供60Hz和240Hz的时基信号。该电路决定时钟走时精度，可微调C2，使日误差在0.3s之内。若要进一步提高走时精度，应稳定IC3的工作电压；或采用其他50Hz或60Hz时基信号发生电路，使用谐振频率更高的晶振。

  以IC4的CD4017为核心构成星期显示电路。IC4的时基信号（天）由IC1的42脚（闹 2）提供，它的复位端（15端）接第7个输出端（6脚），这样当IC1的42脚输出高电平时，IC4的输出端3、2、4、7、10、1、5脚依次变为高电平，直接驱动发光二极管显示星期。在该电路中，星期天的显示没有用3脚的高电平，而是由电源经电阻R3限流后提供电流，这样表示星期天的LED就一直亮着，提供参照物，使夜晚看星期更方便准确。由于IC1的闹2时间往往不设置在零点，所以星期的转换可能会滞后几小时，但对使用没有大的影响。若每天需定闹 2次，须将闹2设置在闹1之前；若每天只需定闹1次，那么正好把闹2设置在零点，断开R10，用闹2来根供准确的显示星期用时基信号，只用闹1来实现定闹功能。

  当交流供电中断时，由电池继续给IC1、IC3、IC4供电，定时、计时功能保持，但IC2停止工作，VT1、VT2、VT3截止，LED显示部分不亮，这样可以延长电池供电时间。在用交流供电时，可通过R1给电池充电。

  集成电路IC1选择LM8364，IC2选择CD4017B，IC3选择CD4060B，IC4选择CD4017B。三极管要选用NPN型的，放大倍数大些为好。显示用的10个LED数码管和9个发光二极管应选用高亮或超高亮度型的，数码管选用共阴极型的。颜色及尺寸大小可根据自已的爱好选用。例如：显示日期用绿色0.8英寸数码管，显示时间用0.8英寸红色数码管，显示秒用0.56英寸红色数码管，发光二极管中心一个选用红色，环形6个选用绿色，两个选用黄色二极管。电池可选用3.6V60mAh的镍镉电池。蜂鸣器应选用7.5V或9V小型的。8个按钮可直接选用电视选台用的8位自锁开关 （须去掉弹簧，使之失去自锁功能）。变压器应选用功率3W次级交流电压是9V的。

  图 1显示了三种基本的电源拓扑示例。在图1中，降压稳压器会通过改变MOSFET的开启时间来控制电流进入LED。电流感应可通过测量电阻器两端的电压获得，其中该电阻器应与LED串联。对该方法来说，重要的设计难题是如何驱动 MOSFET。从性价比的角度来说，推荐使用需要浮动栅极驱动的N通道场效应晶体管（FET）。这需要一个驱动变压器或浮动驱动电路（其可用于维持内部电压高于输入电压）。

  图1还显示了备选的降压稳压器。在此电路中，MOSFET对接地进行驱动，从而大大降低了驱动电路要求。该电路可选择通过监测FET电流或与LED串联的电流感应电阻来感应LED电流。后者需要一个电平移位电路来获得电源接地的信息，但这会使简单的设计复杂化。另外，图1中还显示了一个升压转换器，该转换器可在输出电压总是大于输入电压时使用。由于MOSFET对接地进行驱动并且电流感应电阻也采用接地参考，因此此类拓扑设计起来就很容易。该电路的一个不足之处是在短路期间，通过电感器的电流会毫无限制。您可以通过保险丝或电子断路器的形式来增加故障保护。此外，某些更为复杂的拓扑也可提供此类保护。

  图 2显示了两款降压-升压型电路，该电路可在输入电压和输出电压相比时高时低时使用。两者具有相同的折衷特性（其中折衷可在有关电流感应电阻和栅极驱动位置的两个降压型拓扑中显现）。图2中的降压-升压型拓扑显示了一个接地参考的栅极驱动。它需要一个电平移位的电流感应信号，但是该反向降压-升压型电路具有一个接地参考的电流感应和电平移位的栅极驱动。如果控制IC与负输出有关，并且电流感应电阻和LED可交换，那么该反向降压-升压型电路就能以非常有用的方式进行配置。适当的控制IC，就能直接测量输出电流，并且MOSFET也可被直接驱动

  该降压-升压方法的一个缺陷是电流相当高。例如，当输入和输出电压相同时，电感和电源开关电流则为输出电流的两倍。这会对效率和功耗产生负面的影响。在许多情况下，图3中的“降压或升压型”拓扑将缓和这些问题。在该电路中，降压功率级之后是一个升压。如果输入电压高于输出电压，则在升压级刚好通电时，降压级会进行电压调节。如果输入电压小于输出电压，则升压级会进行调节而降压级则通电。通常要为升压和降压操作预留一些重叠，因此从一个模型转到另一模型时就不存在静带。

  当输入和输出电压几乎相等时，该电路的好处是开关和电感器电流也近乎等同于输出电流。电感纹波电流也趋向于变小。即使该电路中有四个电源开关，通常效率也会得到显著的提高，在电池应用中这一点至关重要。图3中还显示了SEPIC拓扑，此类拓扑要求较少的FET，但需要更多的无源组件。其好处是简单的接地参考FET驱动器和控制电路。此外，可将双电感组合到单一的耦合电感中，从而节省空间和成本。但是像降压-升压拓扑一样，它具有比“降压或升压”和脉动输出电流更高的开关电流，这就要求电容器可通过更大的RMS电流。

  出于安全考虑，可能规定在离线电压和输出电压之间使用隔离。在此应用中，最具性价比的解决方案是反激式转换器（请参见图4）。它要求所有隔离拓扑的组件数最少。变压器匝比可设计为降压、升压或降压-升压输出电压，这样就提供了极大的设计灵活性。但其缺点是电源变压器通常为定制组件。此外，在FET以及输入和输出电容器中存在很高的组件应力。在稳定照明应用中，可通过使用一个“慢速”反馈控制环路（可调节与输入电压同相的LED电流）来实现功率因数校正 （PFC）功能。通过调节所需的平均LED电流以及与输入电压同相的输入电流，即可获得较高的功率因数。

  需要对LED进行调光是一件很平常的事。例如，可能需要调节显示屏或调节建筑灯的亮度。实现此操作的方式有两种：即降低LED电流或快速打开LED再关闭，然后使眼睛最终得到平衡。因为光输出并非完全与电流呈线性关系，因此降低电流的方法效率最低。此外，LED色谱通常会在电流低于额定值时发生改变。请记住：人对亮度的感知成指数倍增，因此调光就需要电流出现更大的百分比变动。因为在全电流下，3%的调节误差由于电路容差缘故可在10%的负载下放大成 30%甚至更大的误差，因此这会对电路设计产生重大的影响。尽管存在响应速度问题，但通过脉宽调制（PWM）来调节电流仍更为精确。当照明和显示时，需要 100Hz以上的PWM才能使人眼不会察觉到闪烁。10%的脉冲宽度处于毫秒范围内，并且要求电源具有高于10kHz以上的带宽。

  如表2所示，在许多应用中使用LED正变得日益普遍。它将会采用各种电源拓扑来为这些应用提供支持。通常，输入电压、输出电压和隔离需求将规定正确的选择。在输入电压与输出电压相比总是时高时低时，采用降压或升压可能是显而易见的选择。但是，当输入和输出电压的关系并非如此受抑制时，该选择就变的更加困难，需要权衡许多因素，其中包括效率、成本和可靠性。

  采用电容降压电路是一种常见的小电流电源电路，由于其具有体积小﹑成本低﹑电流相对恒定等优点，也常应用于LED的驱动电路中。

  图一 为一个实际的采用电容降压的LED驱动电路：请注意，大部分应用电路中没有连接压敏电阻或瞬变电压抑制晶体管，建议连接上，因压敏电阻或瞬变电压抑制晶体管能在电压突变瞬间（ 如雷电﹑大用电设备起动等 ）有效地将突变电流泄放，从而保护二级关和其它晶体管，它们的响应时间一般在微毫秒级 。

  电容C1的作用为降压和限流：大家都知道，电容的特性是通交流﹑隔直流，当电容连接于交流电路中时，其容抗计算公式为：XC = 1/2f C

  式中﹐XC 表示电容的容抗﹑f 表示输入交流电源的频率﹑C 表示降压电容的容量。流过电容降压电路的电流计算公式为：I = U/XC

  式中 I 表示流过电容的电流﹑U 表示电源电压﹑XC 表示电容的容抗，在220V﹑50Hz的交流电路中，当负载电压远远小于220V时，电流与电容的关系式为﹕I = 69C 其中电容的单位为uF，电流的单位为mA在220V﹑50Hz的交流电路中，理论电流与实际测量电流的比较电阻R1为泄放电阻，其作用为：当正弦波在最大峰值时刻被切断时，电容C1上的残存电荷无法释放，会长久存在，在维修时如果人体接触到C1 的金属部分，有强烈的触电可能，而电阻R1的存在，能将残存的电荷泄放掉，从而保证人﹑机安全。泄放电阻的阻值与电容的大小有关，一般电容的容量越大，残存的电荷就越多，泄放电阻就阻值就要选小些。经验数据如下表，供设计时参考：D1 ~ D4的作用是整流；其作用是将交流电整流为脉动直流电压。C2﹑C3的作用为滤波；其作用是将整流后的脉动直流电压滤波成平稳直流电压压敏电阻（ 或瞬变电压抑制晶体管 ）的作用是将输入电源中瞬间的脉冲高压电压对地泄放掉；从而保护LED不被瞬间高压击穿。LED串联的数量视其正向导通电压（ Vf ）而定，在220V AC电路中；最多可以达到80个左右。

  组件选择：电容的耐压一般要求大于输入电源电压的峰值，在 220V，50Hz的交流电路中时，可以选择耐压为400伏以上的涤纶电容或纸介质电容。D1 ~D4 可以选择IN4007。滤波电容C2﹑C3的耐压根据负载电压而定，一般为负载电压的1.2倍。其电容容量视负载电流的大小而定。

  在图 二 电路中，可控硅SCR及R3组成保护电路，当流过LED的电流大于设定值时，SCR导通一定的角度，从而对电路电流进行分流，使LED工作于恒流状态﹐从而避免LED因瞬间高压而损坏。

  在图三电路中，C1﹑R1﹑压敏电阻﹑L1﹑R2组成电源初级滤波电路，能将输入瞬间高压滤除，C2﹑R2组成降压电路，C3﹑C4﹑L2﹑及压敏电阻组成整流后的滤波电路。此电路采用双重滤波电路，能有效地保护LED不被瞬间高压击穿损坏。

  图四 是一个最简单的电容降压应用电路，电路中利用两只反并联的LED对降压后的交流电压进行整流，可以广泛应用于夜光灯﹑按钮指示灯，要求不高的位置指示灯等场合。

  LT3743 实现了超快的大电流 LED 上升时间，并提供了准确的电流调节。由于它具备支持多种电流状态的能力，因此通过实现 LED 彩色的简易混合而满足了高性能影院级 DLP 投影机的要求。除了速度以外，通过允许使用一个紧凑型低值电感器，LT3743 的开关电容拓扑结构还缩减了电路板的外形尺寸。其他特点包括开关周期同步、过压保护、高效率以及轻松适应各种应用需求的能力。

  LT3743 是一款同步降压型 DC/DC 控制器，它运用固定频率、平均电流模式控制，以通过一个与电感器相串联的检测电阻器准确地调节电感器电流。在一个 0V 至“低于输入电压轨 2V”的输出电压范围内，LT3743 能够以 6% 的准确度来调节任意负载中的电流。过把准确的模拟调光与 PWM 调光组合起来，实现了精准、宽范围的 LED 电流控制。模拟调光通过 CTRL_L、CTRL_H 和 CTRL_T 引脚来控制；PWM 调光则通过 PWM 和 CTRL_SEL 引脚来控制。通过采用在外部进行开关操作的负载电容器这种独特的做法，LT3743 实现了高和低模拟状态之间的快速变换，从而能够在几 s 的时间内改变已调 LED 电流水平。开关频率可以在 200kHz 至 1MHz 的范围内进行设置和同步至一个频率范围为300kHz 至1MHz 的外部时钟。

  在传统的电流调节器中，负载两端的电压存储于输出电容器之中。如果负载电流突然改变，则输出电容器中的电压必须进行充电或放电以与新的已调电流相匹配。在转换期间，负载中的电流未得到良好的控制，因而导致了缓慢的负载电流响应时间。LT3743 通过采用一种独特的开关输出电容器拓扑结构解决了这一问题，该拓扑结构实现了超快的负载电流上升和下降时间。这种拓扑结构背后的基本概念是：LT3743 起一个已调电流源的作用，负责向负载提供驱动电流。对于某个给定的电流，负载两端的电压降存储于第一个开关输出电容器中。当需要一种不同的已调电流状态时，将第一个输出电容器关断，并接通第二个电容器。这使得每个电容器能够存储与期望已调电流相对应的负载电压降。

  图 1 示出了具有各种控制引脚的基本拓扑结构。PWM 和 CTRL_SEL 引脚为数字控制引脚，用于确定已调电流的状态。CTRL_H 和 CTRL_L 引脚是具有一个 0V 至 1.5V 全标度范围的模拟输入，可在电流检测电阻器两端产生一个 0mV 至 50mV 的已调电压。

  尽管 LT3743 能够使用开关输出电容器来配置，但它能够很容易地适应任何传统的模拟和/或 PWM 调光方案

  LT3743 使所有的开关脉冲边沿同步至 PWM 和 CTRL_SEL 上升沿。同步赋予了系统设计师采用任意周期或非周期 PWM 调光脉冲宽度和占空比的自由度。对于大电流 LED 驱动器而言，这是从零电流或低电流状态恢复至高电流状态过程中必不可少的特点。通过在 CTRL_SEL 或 PWM 信号变至高电平时重新起动时钟，电感器电流将立即开始斜坡上升，而无须等待一个时钟上升沿。未采用同步时，时钟脉冲沿和 PWM 脉冲沿的相位关系将不受控制，因而有可能在 LED 光输出中引起明显的抖动。当采用一个具 SYNC 引脚的外部时钟时，开关周期将在 8 个开关周期之内重新同步至外部时钟。

  一款适合高端 DLP 投影机、采用开关输出电容器的 24V、20A LED 驱动器。高端 DLP 投影机要求极高质量的图像和彩色重现。为了实现高的彩色准确度，各个 LED 当中的彩色偏差是通过混入其他两个彩色 LED 的色彩来校正的。例如：当红光 LED 处于满电流导通状态时，蓝光和绿光 LED 将以低电流水平接通，这样它们就能够被混入以产生准确的红光。这种方法需要具备在较低 （约 2A） 和较高 （约 20A） LED 电流之间进行快速转换的能力，以保持 PWM 调光脉冲沿。图 3 示出了一款专供高端 DLP 投影机使用的 24V/20A LED 驱动器。

  450kHz 的较低开关频率允许使用一个非常小的 1.0H 电感器。在 25% 纹波电流条件下，高电流状态与低电流状态之间的转换时间大约为 2s。1mF 的大输出电容器存储了两种不同电流状态下 LED 两端的电压降，并提供了 MOSFET 调光开关接通时的瞬时电流。对于实现快速 LED 电流转换来说，采用几个并联的低 ESR 电容器是至关紧要的。已调高电流和低电流由连接在 VREF 引脚与 CTRL_L 和CTRL_H 引脚之间的分压器来设定。VREF 引脚上的 2%、2V 基准还用于提供温度降额电路施加在 CTRL_T 引脚上的基准信号 （见下文中的“LED 电流的热降额”）。

  为了减小有可能很大的启动电流，LT3473 采用了一种可压制已调电流的独特软起动电路，从而在软起动引脚充电至 1.5V 时提供全驱动。为了最大限度地缩短不同电流水平之间的转换时间，LT3743 运用了针对每种电流水平的单独补偿，这样电流控制环路就可以尽可能快地恢复稳态操作。图 4 示出了从 0A～2A 至 20A 的 LED 电流阶跃。

  在便携式 DLP 投影机中，功率耗散是一个极其重要的设计参数。与目前市面上销售的许多并联型大电流 LED 驱动器不同，LT3743 在一个宽 PWM 占空比范围内拥有卓越的效率。通过只把功率输送至负载，而不是将功率旁路掉或者给输出电容器充电，常见的传统 PWM 调光型驱动器中损失的大部分能量可以节省下来。图 5 示出了当 VIN = 12V、并以 0A 至 20A 电流驱动一个绿光 LED 时，整个占空比范围内的效率变化情况。

  LT3743 适应任何传统的 PWM 调光方法。同类竞争 LED 驱动器所采用的并联输出调光会造成能量的浪费，而且在 LED 占空比低于约 50% 时效率欠佳。由于 LT3743 具有两种电流调节水平，因此当分路被占用时已调电流可下降至零。即使在低 LED 占空比条件下，这也能提供出色的效率。

  图 6 示出了一款配置有一个电流受限并联输出的 2A LED 驱动器。请注意：CTRL_L 引脚连接至地，PWMGL 引脚用于驱动并联 MOSFET，而CTRL_SEL 引脚则用于调光。在 CTRL_L 引脚接地的情况下，当 CTRL_SEL 引脚为低电平时，则分路被占用，而且电感器中的电流被调节于 0A。当 CTRL_SEL 引脚为高电平时，并联 MOSFET 被关断，且已调电流由 CTRL_H 引脚上的电压来确定。图 7 示出了采用一个 12V 输入时的电流受限并联 PWM 调光。

  图 6：具电流受限并联输出的 6V 至 36V 输入、2A LED 驱动器

  除了并联之外，LT3743 还可容易地通过配置以驱动与 LED 的负极相串联的调光 MOSFET。当不需要多种电流状态时，这是优选的 PWM 调光方法。图8 示出了一款采用转换负极 PWM 调光的 6V 至 30V、20A LED 驱动器。图 9 示出了 0A 至 20A 电流阶跃和 100:1 调光比条件下的转换负极 PWM 调光。

  LT3743 实现了超快的大电流 LED 上升时间，并提供了准确的电流调节。由于它具备支持多种电流状态的能力，因此通过实现 LED 彩色的简易混合而满足了高性能影院级 DLP 投影机的要求。除了速度以外，通过允许使用一个紧凑型低值电感器，LT3743 的开关电容拓扑结构还缩减了电路板的外形尺寸。其他特点包括开关周期同步、过压保护、高效率以及轻松适应各种应用需求的能力。

  由于LED总光效要求及散热限制，能效对低功率应用尤其重要;许多情况下，即使是较低功率应用也要求功率因数校正和谐波处理;在空间受限应用中，特别是替代灯泡应用，要求有很高的驱动功率密度;总体电源可靠性对整个灯的寿命非常重要;宽输入电源电压范围应支持高达277 Vac;兼容TRIAC调光等要求。此外，LED通用照明还要符合演进的标准及安全规范，如“能源之星”和IEC要求。

  根据应用要求（尺寸、能效、功率因数、功率、驱动电流）不同，以交流主电源驱动LED有多种拓扑。安森美半导体提供各种电源方案，可用于各种照明应用。

  采用安森美半导体的NCP1611或NCP1612的160 W功率因数校正（PFC）升压方案采用非隔离升压拓扑，轻载能效高于传统CrM PFC;无须额外元件，可靠性及安全性高。该方案采用电流控制频率反走（CCFF）CrM，有升压或旁路二极管短路保护、引脚开路/短路保护、优化的瞬态响应、软过压保护、输入欠压检测、低总谐波失真配置、过热关闭等特性。这类PFC方案还包括NCP1607、NCP1608、NCP1615和 NCP1654（非隔离升压）;NCL30000（隔离单级反激、非隔离降压）;NCL30001（隔离单级反激）;NCL30002（非隔离降压）;NCL30060（单级反激或降压）。

  初级端稳流（PSR）也称初级端控制。初级端控制离线LED驱动器不使用光耦，具有1%（典型值）的精密LED稳流精度、宽VCC范围、高能效准谐振控制、强固的保护特性组合，以及宽工作温度范围（-40至+125℃）;支持反激及降压-升压拓扑，带无源PFC输入的功率因数约0.9;该系列可应用于LED灯泡替代、离线LED驱动器、嵌灯、室内/室外重点照明及任务灯及LED电子控制装置。

  安森美半导体针对隔离反激式和非隔离式转换器的开关稳压器包括NCP1010、NCP1011、NCP1012、NCP1014/15、 NCP1027/28、NCP1072/5、NCP1076等。这些器件均为电流模式，峰值电流限制从100 mA至800 mA.这些方案集成了MOS管，适用于隔离和非隔离应用，支持次级PWM调光、模拟调光或双亮度等级调光，能效高达75-80%.

  高压多结点LED正变得更加常见，因为供应商趋向更好地优化LED以提升系统总光效，并引入更加专用化的LED.这些LED每封装的正向电压可达24至 200 V，可以优化用于定点照明、全向照明或线性照明。为了以低元件数量及标准现成电感实现此目标，电路中使用了NCP1075单片高压开关稳压器及高精度的 NCP4328A恒流/恒压控制器。

  该方案能效高于90%，具有20 ms的快速启动时间、LED开路保护、可使用现有电感、功率因数高于0.95，以及采用NCP1075时功率能力大于10 W的特性，应用主要是LED灯泡及灯管、低功率光源及灯具、电子控制装置和LED驱动器。

  TOP9 非隔离离线MC是一款非隔离离线降压控制器，支持不同调光控制（TRIAC、模拟及PWM）、可选择开关频率（50 kHz或70 kHz）、低噪声开关系统;具有短路保护、软启动和内置TRIAC稳定功能。应用包括壁灯、任务灯、台阶灯和LED灯泡替代。

  LV50xx中的LV5026MC、LV5029MD、LV5011MD和LV5012MD都是可调光LED驱动器。以LV5011MD和 LV5012MD为例，两者开关频率均为70 kHz，可提升功率因数，具有、外部调节参考电压、过压保护、过热关闭功能。两者的不同之处在于调光模式，均可用于小型可调光LED灯泡、离线LED驱动器和嵌灯。

  一种是低电流LED串驱动器CCR NSIC2020 （120 V， 20 mA），其交流电压上升时电流仍保持恒定，达到LED阈值电压后导通无延迟，低电压时LED亮度高，可防止LED受电压浪涌影响。另一种用于低成本T5 LED灯管，采用CCR NSIC2050 （120 V， 50 mA）LED驱动器，可直接交流驱动LED，无漏电流，稳流可保护LED.

  替代高强度气体放电灯（HID）或高压钠灯（HPS），要使用大LED阵列。根据终端产品不同，LED可配置为不同结构。一种方法是将交流输入电压转换为直流稳压输出，并为多个并联LED灯条供电。另一种方法是提供稳流恒流来直接驱动LED，省去灯条中内置的线性或DC-DC转换段。

  第二种方法旨在配合“能源之星”1.1版光源规范，其特点包括：通用输入范围90 - 265 Vac（更改元件可支持305 Vac）;最大输出功率60 W（更改元件NCL30051最高支持250 W功率）;功率因数PF大于0.9（50-100%负载，带调光）;谐波含量遵从IEC61000-3-2 class C标准;Iout = 1000 mA/Vf = 35至45 V条件下，能效大于90%;恒流输出电流范围0.7 - 1.5 A;输出电压范围35 - 50 V;输出开路及短路保护、过温保护、过流保护-自动恢复、过压保护-输入（OVP大电压）等保护特性。

  目前，通过芯片本身能驱动的每个LED电流范围为25mA到100mA之间。当然，对于一些大电流的应用场合，我们只需用外加场效应管的方式来实现。LED无疑是当前最热的一个应用，无论是手持设备、游戏机、霓虹灯、广告牌等等，眩目的色彩及高质的光亮，总能第一时间吸引人的眼球。在当前众多的 LED控制器面前，如何选择一款功能丰富且性价比又高的产品来迎合自己的设计，无疑是摆在每个设计师面前的问题。

  最简单的 LED驱动，我们可以用普通的I/O来实现。但I/O控制只能实现LED 的ON与OFF，无法用来进行混光、闪烁等功能，而且每个LED都需要占用一个单独的I/O资源，无疑性价比很低。我们也可以用专用的大电流LED控制器来设计，但昂贵的成本首先会成为问题，而且设计复杂，程度也会跟着各种干扰的出现相应地提高。基于这些，恩智浦（NXP）推出一系列使用I2C接口的 LED驱动器，它可以通过I2C接口的两根线个不等LED的ON/OFF、闪烁及RGB混光。在混光方案里，每个LED都是由一个独立的8bit/256阶PWM来驱动。这种基于I2C的LED控制方式，增加了设计的方便性与灵活性，而且也会减少在软硬件方面的投入，使披着神秘面纱的LED对我们来讲顿时显得简单和精彩。下面，我们将会以恩智浦LED驱动器PCA9633为例，通过几个简单的应用来全面阐述这种LED驱动器的优势所在。

  从图1我们可以看到，每一路LED都是由一个单独的8bit/256阶的PWM来控制，且由于PWM足够快，使其理论上可以通过它所驱动的四个LED混出任意颜色的光。除了每一路单独的PWM，PCA9633还提供了一个Group PWM，通过它我们可以用来控制所调混色光的亮度及频率，弥补了只调单个PWM不能实现的一些功能。那么PCA9633究竟如何来实现调光呢？秘密还是在 PWM上面。如果不使用PWM，那么它只能完成开和关的动作;低速的PWM只能实现LED闪烁，并不足以达到混色的目的;高速的PWM就可以实现RGB混色;如果PWM速度可控，那么就可以实现闪烁和混色的双重功能。而且通过可控的8bit/256阶PWM，加大了色阶提升了色彩的层次感。见下图2所示。

  知道了混色的原理，那么一个具体的色彩又是如何产生的呢？我们大家都知道人眼对色彩的感知是各种色彩亮度均值的叠加，我们可以通过控制 PCA9633每个PWM的占空比，去控制所驱动LED的亮度。根据三基色原理，如果我们驱动的是RGB（或者RGBA）LED，那么通过调节这三个 LED的不同光亮，就可以得到所要的色彩。图3是PCA9633控制RGB三个LED来调粉色光的例子。

  通过以上的描述，我们基本知道了PCA9633的内部结构和驱动原理。下面我们将会以PCA9633固定I2C地址的几个应用，来进一步理解这种LED控制器的优势所在。

  第一个应用，我们将用PCA9633来控制亮度条。我们大家都知道一般像亮度条这样的应用，往往需要用到大量LED串联来进行。如果用单个接口去控制每个 LED，会使成本和软件复杂度大大增加。而通过I2C，在硬件上只需要两条控制线，在软件上只需发一条字节命令，就可以轻松进行操控。除此之外，由于 I2C器件地址的唯一性，可以按所驱动LED的数量使用几个PCA9633来进行控制。如果实际应用中PCA9633本身的驱动电流不够，只需在外围加一个FET就可以轻松解决。另外，PCA9633独有的Group PWM使得控制整个亮度条的光强和闪烁变的得心应手。下面是其原理图（见图4），其中I2C master由系统提供，可以是MCU，也可以是逻辑电路。

  图4中左半部为I2C的master，不作细述。右边最上为LED限流电阻，通常LED的前向电压为3V左右，根据不同的颜色和制造工艺会有一些差别。我们可以通过所需LED电流去计算这个限流电阻的值：R=（Vsupply-Vfsum）/If.如果所需的LED电流大于25mA，那么图中所加的 FET可以轻松解决这一问题。当我们外加了FET以后，只需把PCA9633的相应寄存器的OUTDRV设为高就可以了，以区别于它的默认值。现在我们可以看到用PCA9633去控制如此多的LED，原理图相当简洁，同样在软件设置寄存器上也同样方便。PCA9633提供了简易且完整的内部寄存器，例如 LED输出结构设置、节电模式设置、芯片使能模式设置、LED的输出状态设置，以及每个PWM和Group PWM的控制寄存器设置等。除此之外，PCA9633还提供了一个寄存器设置递增位，也就是说如果我们设置了这一位，那么我们可以通过一个指令序列来完成内部所有寄存器的顺序配置，这在一些特定的应用中是非常有用的，能最大程度节省软件和系统资源。下面，我们将通过另外一个例子来说明内部寄存器的设置。

  第二个例子是我们用PCA9633来完成呼吸灯的功能。虽然PCA9633内部不带呼吸灯模块，但我们可以通过一些简单的寄存器设置来实现这个功能，这样相比于专用的呼吸灯芯片在成本上无疑有很大的优势。为了便于说明，我们只用PCA9633来控制一个LED的呼吸动作，原理图很简单，在此略去，通过控制这一个LED的渐亮与渐暗过程以达到呼吸的目的。要实现这个功能，PCA9633的独立PWM将是最主要的因素。如前我们已经提到每个 LED都是由一个8bit/256阶PWM来控制，那么也就是说，每个灯有256段亮暗色阶可调，可以完美实现呼吸功能。具体，我们通过控制PWM的占空比来完成。如果我们的LED是由PCA9633的PWM0来控制，那么PWM0的占空比将决定这个LED的亮度：Bright（duty cycle）=PWM0［7:0］/256.到此，一个完整的呼吸过程就完成了，用几个简单的寄存器设置，就完成了看起来似乎只有用复杂系统或专用芯片才能做的事情。从以上两个例子，我们可以看到用恩智浦的I2C LED驱动器，不论是硬件上还是软件上都是非常简单和易操作的，而且用此类器件所能实现的功能，丝毫不比一些系统和专有芯片逊色。

  主电路部分，在市电之后紧接着接了一个滤波器，它的作用是滤除电源中的高次谐波以及电源中的浪涌，使得控制电路受电源的干扰小。输入整流部分采用一体式的整流桥，通过二极管的单向导通的特性将电平在零点上下浮动的交流电转换为单向的脉动的直流电，再在滤波电容和电感的作用下，输出直流电压。经过 MIP553和BUCK电路的调节和控制后输出供LED使用的电压。

  为了延长LED驱动电源的常规使用的寿命，使之与LED相匹配，必须要去除电路中的电解电容。电路的设计指标为：输入交流电压Vm：198 264VAC/50Hz;输出电压Vo：27VDC;输出电流Io：0.35A。输入电路包括噪声滤波装置、安全保险装置以及输入整流装置，如图2所示。

  噪声滤波装置主要由电容C1/C2/C3和电感L1组成，其作用是在小于1MHz的频段内，能够减少电磁干扰（EMI）。此装置也可以链接在AC交流之后，整流装置之前，其滤波效果是一样的。安全保险装置由保险丝和ZNR1组成，保险丝主要防止有危害电路的尖峰电流产生的时候迅速切断电路以保护负载;ZNR1是浪涌吸收器，对于来自输入端的静电和浪涌进行吸收，以此来保护后面的电路。输入整流装置，是将交流电转换成直流电，输入整流桥的选择。

  输出电路由基本的BUCK电路和一个稳压二极管DD1组成。如图3所示。BUCK变换器及其优势：

  工作中的输入电流is，在开关闭合时，is》0;在开关打开时，is=0，故is是脉动的，但输出电流io在电感、二极管、电容的作用下却是连续的、平稳的。很适合为LED提供工作电流。FRD1的选择标准：额定电流大于2倍的输出电流，标称电压大于输入电压，其反向恢复时间也要在100ns以内，考虑裕量，FRD1的参数为：15A，600V，trr=50ns。用类似的方法选择T1和Cout，那么其参数分别为：T1：680H; Cout：1F，50V。

  在低输入电压的某范围内，若没有像DD1的这种反向装置，那么在开关关断的瞬间将会有反向电流流过IPD，而IPD是不允许有这种电流的，因为这种反向电流将会导致IPD的损坏。

  MIP553内置过压、过流、过热、LED短路的保护电路，但并无LED开路时保护电路的设计。LED开路时的保护电路的思想主要有稳压二极管保护、三极管保护、偏压线圈保护等，考虑到成本和结构，文中选择具有稳压二极管的保护电路。其电路图如图3所示。当LED开路时，输出电压上升，若输出电路有稳压二极管的保护电路，那么稳压二极管将LED的电压嵌位在二极管的压降之下，这样就能防止输出电容的毁坏。

  控制电路由MIP553及其外围电路组成，如图4所示。MIP553芯片实现宽电压85～277V/AC输入，内置MOS，结构相对比较简单、稳定，可不需要电解电容，支持隔离或非隔离方案，单电源输出功率6～30W，恒定电流输出《1A。电源具有过压、过流、过热保护功能，安全稳定性高，体积小，发热量低，电源效率80%，功率因数 95%，THD《20%。

  MIP553的漏极电流由引脚CL和EX控制，因此连接这两个引脚的电阻RCL、REX的设置将直接影响漏极电流的大小。最大漏极电流可由REX来确定，考虑到这个最大漏极电流要流经LED，因此设置参考值时应该注意。

  CVDD、CEX、CCL的作用是稳定MIP553的运行、抑制外部噪声。因此，其值要选择得当。CVDD，稳定VDD的电压、抑制LED 的闪烁，特性不受温度影响、不产生额外的噪声，参考标准值为1～10F之间;CEX，抑制外部噪声进入EX引脚，其参考标准值在470～1000pF之间;CCL，抑制外部噪声进入CL引脚，如果其值太大的话，那么pF值将会受到严重的影响，因此其值应小于1000pF。

  LED作为新型的电光源，在制作大型发光立体字和发光标识中有着明显的优势，其控制电压低，成本低，可靠性高。虽然LED产品在国内外市场有着愈演愈烈的发展的新趋势，但是LED照明毕竟是新兴的产业，目前还没有广泛的普及，因此LED驱动电源不可避免的在各方面存在着挑战：首先，由于LED的正向电压会随着电流和温度而变化，其“色点”也会随着电流和温度而漂移，为了能够更好的保证LED的正常工作，就要求其驱动器无论在输入条件和正向电压如何变化的情况下都要限制电流。其次，若需要LED调光，一般会用的是脉宽调制调光技术，典型的PWM频率是1～3kHz。最后，LED驱动电路的功率解决能力必须充足，且功能强固，能承受多种故障条件，易于实现。